在功率MOSFET的数据表中，通常包括单脉冲雪崩能量EAS，雪崩电流IAR，重复脉冲雪崩能量EAR等参数，而许多电子工程师在设计电源系统的过程中，很少考虑到这些参数与电源系统的应用有什么样的联系，如何在实际的应用中评定这些参数对其的影响，以及在哪些应用条件下需要考虑这些参数。本文将论述这些问题，同时探讨功率MOSFET在非钳位感性开关条件下的工作状态。　　

　　EAS，IAR和EAR的定义及测量

　　MOSFET的雪崩能量与器件的热性能和工作状态相关，其最终的表现就是温度的上升，而温度上升与功率水平和硅片封装的热性能相关。功率半导体对快速功率脉冲（时间为100～200μs）的热响应可以由式1说明：

　　其中，A是硅片面积，K常数与硅片的热性能相关。由式(1)得：

　　其中，tav是脉冲时间。当长时间在低电流下测量雪崩能量时，消耗的功率将使器件的温度升高，器件的失效电流由其达到的峰值温度所决定。如果器件足够牢靠，温度不超过最高的允许结温，就可以维持测量。在此过程内，结温通常从25℃增加到TJMAX，外部环境温度恒定为25℃，电流通常设定在ID的60%。雪崩电压VAV大约为1.3倍器件额定电压。　　雪崩能量通常在非钳位感性开关UIS条件下测量。其中，有两个值EAS和EAR，EAS为单脉冲雪崩能量，定义了单次雪崩状态下器件能够消耗的最大能量；EAR为重复脉冲雪崩能量。雪崩能量依赖于电感值和起始的电流值。　　图1为VDD去耦的EAS测量电路及波形。其中，驱动MOSFET为Q1，待测量的MOSFET为DUT，L为电感，D为续流管。待测量的MOSFET和驱动MOSFET同时导通，电源电压VDD加在电感上，电感激磁，其电流线性上升，经导通时间tp后，电感电流达到最大值；然后待测量的MOSFET和驱动MOSFET同时关断，由于电感的电流不能突变，在切换的瞬间，要维持原来的大小和方向，因此续流二极管D导通。

　　由于MOSFET的DS之间有寄生电容，因此，在D导通续流时，电感L和CDS形成谐振回路，L的电流降低使CDS上的电压上升，直到电感的电流为0，D自然关断，L中储存的能量应该全部转换到CDS中。　　

　　这样高的电压值是不可能的，那么为什么会有这样的情况？从实际的波形上看，MOSFET的DS区域相当于一个反并联的二极管。由于这个二极管两端加的是反向电压，因此处于反向工作区，随着DS的电压VDS增加，增加到接近于对应稳压管的钳位电压也就是 V(BR)DSS时，VDS的电压就不会再明显的增加，而是维持在V(BR)DSS值基本不变，如图1所示。此时，MOSFET工作于雪崩区，V(BR)DSS就是雪崩电压，对于单次脉冲，加在MOSFET上的能量即为雪崩能量EAS

　　同时，由于雪崩电压是正温度系数，当MOSFET内部的某些单元温度增加，其耐压值也增加，因此，那些温度低的单元自动平衡，流过更多的电流以提高温度从而提高雪崩电压。另外，测量值依赖于雪崩电压，而在去磁期间，雪崩电压将随温度的增加而变化。

　　在上述公式中，有一个问题，那就是如何确定IAS？当电感确定后，是由tp来确定的吗？事实上，对于一个MOSFET器件，要首先确定IAS。如图1所示的电路中，电感选定后，不断地增加电流，直到将MOSFET完全损坏，然后将此时的电流值除以1.2或1.3，即降额70%或80%，所得到的电流值即为IAS。注意到IAS和L固定后，tp也是确定的。　　

　　过去，传统的测量EAS的电路图和波形如图2所示。注意到，VDS最后的电压没有降到0，而是VDD，也就是有部分的能量没有转换到雪崩能量中。

　　在关断区，图2（b）对应的三角形面积为能量，不考虑VDD，去磁电压为VDS，实际的去磁电压为VDS-VDD，因此雪崩能量为

　　对于一些低压的器件，VDS-VDD变得很小，引入的误差会较大，因此限制了此测量电路的在低压器件中的使用。　　

　　目前测量使用的电感，不同的公司有不同的标准，对于低压的MOSFET，大多数公司开始趋向于用0.1mH的电感值。通常发现：如果电感值越大，尽管雪崩的电流值会降低，但最终测量的雪崩能量值会增加，原因在于电感增加，电流上升的速度变慢，这样芯片就有更多的时间散热，因此最后测量的雪崩能量值会增加。这其中存在动态热阻和热容的问题，以后再论述这个问题。